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Spulen Testgerät

Die Induktivität von Spulen kann man mit vielen Messgeräten recht genau messen. Sehr viel seltener sind Messgeräte, die auch die Induktivität in Abhängigkeit von der Strombelastung testen. Bei Luftspulen ist das nicht nötig. Aber bei Spulen mit Kern kann die Induktivität je nach Strom erheblich anders werden wenn der Kern in die Sättigung kommt. Bei Siebdrosseln und bei Trafos in Sperrwandler-Schaltnetzteilen ist diese Information entscheidend. Für diesen Zweck habe ich ein kleines Zusatzgerät entwickelt. Zusammen mit einen Digitaloszilloskop kann man den Arbeitsbereich einer Spule sichtbar machen.

Die Schaltung

Der 555 erzeugt etwa alle 2 Sekunden einen Impuls am Pin 4 des UC3842. Darauf schaltet dieser den VMOS ein. Sobald der Strom durch den 0R1 (R5) einen Schwellwert erreicht wird der VMOS wieder ausgeschaltet. Dieser Schwellwert wird mit das 10k-Poti an der Frontplatte gewählt. Mit der angegeben Dimensionierung geht der Strombereich bis 10A. Der Prüfling bekommt schlagartig eine feste Spannung von 20V. Mit einen DigiSkop am BNC-Anschluß kann der Stromanstieg durch den Prüfling dargestellt werden. Die Kurve wird in negativer Richtung gezeigt. Pro 100mV vertikal beträgt der Strom durch die Spule 1A. Der Strom durch die Spule erfolgt zeitlinear nach der Gleichung U x t = L x I.

Ein Anwendungs-Beispiel aus der Praxis

Ich benötige für mein nächstes Projekt, ein Vier-Quadranten-Labornetzgerät, ein Netzteil mit 2 mal 42V und maximal 120W. Weil mir ein entsprechender Netztrafo fehlt und auch zu teuer wäre, werde ich dafür ein primär getaktetes Schaltnetzteil entwickeln. Die dafür nötigen Bauteile sind in meinen Bastellager schon vorhanden.   Für einen Sperrwandler benötige ich Kerne mit Luftspalt. Vorhanden sind für einen Trafo zwei E-Kerne ohne Luftspalt mit Spulenkörper. Beide E-Kerne zusammen haben die Abmessung von 42x42x14mm. Den für einen Sperrwandler nötigen Luftspalt habe ich einfach selber mit Hilfe einer Schleifmaschine hergestellt. Durch abschleifen des Mittelstegs eines Kernes. Diese Kerne sind sehr hart. Man benötigt eine entsprechende Schleifscheibe wie man sie für Hartmetall-Werkzeuge braucht. Mit Geduld und zwischendurch immer wieder die Magnetisierkurve mit meinen Testgerät getestet habe ich schließlich den geeigneten Luftspalt hin bekommen. Meine Kerne können dann bis (23 Windungen mal 10A) 230A belastet werden. Das dürfte für mein Schaltnetzteil reichen.
Test der Spule mit 23 Windungen ohne Kern. Bei einer Luftspule ist der Stromanstieg immer linear weil keine Sättigung erfolgen kann. Der Strom ist von 1,5 bis 10A in 3,2us angestiegen. Mit diesen Werten kann man die Induktivität berechnen. Die Spannung an der Spule beträgt 20V. 20V x 3,2us / 8,5A = 7.53uH 2A pro Teilung Der Bereich zwischen den beiden senkrechten Cursor-Strichen ist die die relevante Stromkurve Test mit Kerne ohne Luftspalt. Nach 60us und 1A beginnt die Sättigung des Kerns. Ab 2A ist der Kern wirkungslos, nur noch als Luftspule  erkennbar. Test mit Kern und Luftspalt. Der Luftspalt ist aber noch zu klein für meine Anwendung. Also muss ich noch mal zur Schleifmaschine. Test mit Kern und Luftspalt. Hier ist der Luftspalt bis 10A genau richtig. Die Magnetisierungsgrenze liegt jetzt bei 23 Windungen x 10A = 230A. Die Induktivität beträgt: 20V x 70us / 10A = 140uH
Der Schaltplan ist mit KiCAD gezeichnet worden. Es ist keine Platine gezeichnet, die Schaltung ist auf eine Lochraster-Platte gelötet. Entworfen mit der Software “LochMaster 3.0”. Die Zeichnungen habe ich nach pdf konvertiert. Alle Zeichnungen hier zum Download MWP8200 (825kB) .

Entwicklung eines primär getakteten Sperrwandlers

Benötigt wird ein Netzteil für 230V-Netzbetrieb. Gefordert sind 2 mal 42V mit einer maximalen Belastung bis 120W. Ein Sperrwandler hat gegenüber eines Flusswandlers folgende Vorteile: einfach zu Berechnen sehr gut mit großen Umfang regelbar erzeugt weniger Störungen

Kurze Beschreibung der Schaltung

Die Schaltung arbeitet mit den "Current-mode PWM controller" UC3842. Damit ist der Schaltungsaufwand sehr gering.   Die Frequenz wird mit C3, C4 und R5 auf 40kHz wie im Datenbaltt zum UC3842 vorgeschlagen festgelegt. Der UC3842 schaltet den VMOS BUZ355 ein. Dann steigt der Strom durch den Trafo linear an. Sobald der Strom durch R11 seine durch die Regelung gewünschte Höhe erreicht hat, schaltet der UC3842 den BUZ355 aus. Der Tiefpass mit R9 und C8 vermeiden Fehlzündungen durch unerwünschte kurze Impulse. In der Sperrphase wird die in der Induktivität des T1 gespeicherte Energie z.B. über die Diode D1 in den Elkos C7 geladen. Über den Teiler RV1/R2 und R1 gelangt die Spannung an den Eingang Pin 2. Intern wird diese Spannung mit einer internen Referenzspannung verglichen. Das Ergebnis ist der Schwellwert für den Pin 3. Sobald die Spannung am Pin 3 diesen Wert erreicht wird der BUZ355 ausgeschaltet. Damit wird die Spannung am C7 stabil geregelt. Die Ausgangsspannungen über D3 und D4 sind damit ebenfalls entsprechend der Windungsverhältnisse stabilisiert. Die Klammerschaltung mit D2, R8 und C9 begrenzt kurze zu hohe Impulse, die wegen der Steuinduktivität und der begrenzten Kopplung im Trafo entstehen. Aus den selben Grund ist vor D1 der Widerstand R12. Der R6 sorgt für einen Anlauf der Schaltung.

Berechnung des Sperrwandlers

Das werde ich hier nicht wie sonst allgemein üblich mit fertigen Formeln mathematisch richtig beschreiben, sondern in einzelne Schritte mit normalen Text. Statt Formelzeichen werde ich immer gleich die Werte mit ihren Einheiten einsetzen. Der Sperrwandler soll mit den oben getesteten Ferritkern arbeiten. Ich verwende die mit den Spulen-Tester ermittelten Werte. 1.) Die Betriebsspannung am 220uF-Elko beträgt bei 230VAC etwa 320V. Dann muss man eine Toleranz von +/-10% einplanen. Ergibt maximal 352V und minimal 280V wenn man außer 10% noch etwa 8V für den Brumm am Elko abzieht. 2.) Der Spitzenstrom durch T1 und den VMOS wird bei der minimalsten Betriebsspannung berechnet. In der Stromphase muss die Energie in die Induktivität geladen werden. Die Stromphase ist mit 10us festgelegt, damit dauert die Sperrphase 15us. Zur Berechnung muss berücksichtige werden:  mind. 280V, Abgabeleistung 120W, Wirkungsgrad 80%, Tastverhältnis 0,4 (10us:15us). Also 120W / 280V / 0,8 / 0,4 = 1,34A. Das ist der Mittelwert, wegen der zeitlinearen Stromform ist der doppelte Wert der gewünschte Spitzenwert: 2,68A. Die Spannung am R11 erreicht 2,68A x 0,33R = 0,88V, muss unter 1V bleiben, mehr ist für den UC3842 nicht zulässig, also: OK! 3.) Die Induktivität der Trafo-Primärwicklung kann aus den bisher berechneten Werten berechnet werden: 280V x 10us / 2,68A = 1,044mH. 4.) Die Windungszahl ist mit den Werten, die oben mit den Spulen-Tester gemessen wurden, einfach zu berechnen. Die Induktivität steigt im Quadrat der Windungszahl. Oben wurde mit 23 Windungen 140uH gemessen.    1,044mH / 140uH)   x 23Windungen = 63 Windungen. Die maximale Magnetisierung des Kerns beträgt 63 Windungen x 2,68A = 169A. Ist also noch deutlich unter den zulässigen 230A. 5.) Die Spannung in der Sperrphase wird festgelegt. Man ist bei einen Sperrwandler relativ frei in der Wahl dieser Spannung. Über das Windungsverhältnis zu den Sekundärwicklungen wird dieser Wert letztendlich bestimmt. Der unterste Wert wird durch das Tastverhältnis begrenzt und sollte nicht unterschritten werden: 280V x 10us / 15us = 187V. Die maximale Spannung ist durch den VMOS begrenzt. Ich wähle hier 230V, damit habe ich genug Abstand zur unteren Spannung. Die maximale Spannung am VMOS beträgt 352V + 230V = 582V. In der Praxis kommen aber noch Impulse wegen der Streuinduktivität dazu. 6.) Die Sekundärwicklungen für die 17V-Wicklung 17V x 63 Windungen / 230V = 4,65 Windungen. Weil aber nur ganzzahlige möglich sind lege ich 5 Windungen fest. Damit steigt aber die vorher festgelegten 230V auf 247V an. Damit werden die 42V-Wicklungen berechnet: 42V x 63 Windungen / 247V = 11 Windungen. Die Sperrspannung der Dioden habe ich nicht berücksichtigt.

Der Trafo

Der Trafo bestimmt die Eigenschaften des Sperrwandlers. Damit die Schaltung recht einfach bleibt habe ich keine Rückführung der 42V- Ausgangsspannung zum Regelkreis vorgesehen. Die Schaltung hält nur die Betriebsspannung des UC3842 am C7 konstant. Diese Spannung ist weitgehend unkritisch. Wichtig ist die Spannung an den 42V-Ausgängen. Die kann aber nur konstant auf 42V sein, wenn der Trafo eine 100%-Kopplung zwischen den Wicklungen aufweist. Das ist in der Praxis leider unmöglich. Ich habe mehrere Trafos testweise gewickelt und dann in der Schaltung gemessen. Der Test-Trafo Nummer 1 war einfach ohne Verschachtelung der Wicklungen angefertigt worden. Die Ausgangsspannung bei folgender Belastung war: Im Leerlauf : 68V, mit Belastung von 3A: nur noch 13V. Also absolut unbrauchbar! Darauf habe ich einen Trafo gewickelt mit ineinander verschachtelten Wicklungen, die dann parallel geschaltet wurden. Der Wicklungsaufbau von unten nach oben: Trafo-Anschluss 6-8 und 7-10: je 11 Windungen bifilar ineinander 2-Drähtig gewickelt Isolierung 1-2: 5 Windungen über die ganze Breite verteilt Isolierung 4-5: 63 Windungen in 2 Lagen mit Zwischenisolierung Isolierung 6-8 und 7-10: je 11 Windungen bifilar, mit den unteren parallel geschaltet Isolierung 1-2: 5 Windungen mit der unteren parallel geschaltet Abschluss-Isolierung Damit erzielten Werte sind zwar nicht ideal, aber für meine Anwendung reicht es. Im Leerlauf: 45,8V und bei Belastung mit 3A: 38,3V Ich werde das Netzteil bei Belastung mit 2,6A auf 42V einstellen. In meiner Anwendung ist immer nur ein 42V-Ausgang mit 2,6A belastet, der andere dann mit maximal 0,1A.

Der Wirkungsgrad

Um den Wirkungsgrad zu messen benötigt man die Ausgangsleistung, die zeigt meine elektronische Last im Klartext an, und die Leistungsaufnahme aus den 230V-Netz. Also muss man die Leistung aus dem Netz messen. Das scheint einfach zu sein, ist es aber nicht weil in diesen Fall die Spannung und der Strom nicht die selbe Form haben. Egal mit welchen Messgerät man hier misst, es ist falsch! Am einfachsten geht es mit einen Labornetzgerät an Stelle der AC-Gleichrichtung. Aber so ein Gerät habe ich nicht. Die Betriebsspannung am C6 ist einfach zu messen. Man benötigt noch den Strom. Ohne Eingriff in die Schaltung kann man den Strom nicht messen. Über einen Umweg geht das aber genau genug wenn man die Formel I x t = C x U anwendet (Spannungsänderung am C bei konstanten Strom). Der Elko hat eine Kapazität von 223uF (Messwert), die Spannung am Elko sinkt linear um 16,4V in 7,5ms. Daraus errechnet sich der Strom: 223uF x 16,4V / 7,5ms = 0,487A. Die Betriebsspannung beträgt 296V, damit haben wir eine Leistungsaufnahme ab Elko von 146W. Der R5 vernichtet noch 4,7W, was man aus den RMS-Wert aus dem Netz von 1,0A ergibt. Zusammen mit der Drossel L1 etwa 5W. Das ergibt 146W + 5W = 151W. Bei einer Ausgangsleistung von 120W kommt man auf einen Wirkungsgrad von:  120W / 151W = 0,795, also 79,5%. Insgesamt muss eine Verlustleistung von 151W - 120W = 31W an die Luft abgeführt werden. Das Netzteil kommt in ein geschlossenes Gehäuse um die HF-Störungen zu minimieren. Ein Lüfter ist erforderlich und auch eingeplant.
Den Schaltplan und die Platine habe ich mit KiCAD gezeichnet. Download (17kB)
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Mit Kurzschluss-Folie

Die Kopplung der Wicklungen lässt sich mit einer Kurzschlußwindung um den Kern verbessern. Ich habe eine 35u-Kupferfolie um den Trafo gelegt und als Kurzschluss verlötet. Das Ergebnis: Vorher: eingestellt auf 38,3V bei Belastung mit 3A, im Leerlauf geht die Spannung auf 45,8V hoch Nachher: gleiche Einstellung auf 38,3V bei 3A, im Leerlauf geht die Spannung nur noch auf 41,5V hoch. Diese Maßnahme hat also die Kopplungen deutlich verbessert. Das SNT ist kurzschlussfest und verträgt Überlast solange die Kühlung ausreicht ohne Probleme.  
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